一種共地型低開關紋波光伏微逆變器

蔣建波，潘尚智，宮金武，劉 璇，孫建軍

（1. 武漢大學 電氣與自動化學院，湖北 武漢 430072；2. 國網湖北省電力有限公司，湖北 武漢 430072）

0 引言

隨著化石能源的枯竭，環境問題日益突出。同時為了響應國家制定的“雙碳”發展戰略，以光伏為代表的新能源發電裝機容量在穩步上升。由于光伏的發電形式為直流電，逆變器是光伏發電并網的關鍵裝備。單相單級非隔離光伏逆變器由于具有體積小、重量輕、成本低、效率高等優勢，被廣泛應用于分布式光伏發電系統中［1］。

在單相單級非隔離光伏逆變器中，H 橋逆變器以其結構簡單和控制方便的特點而被廣泛應用。但如果將其應用于光伏發電并網，則會面臨2 個方面的挑戰，一方面是光伏電池板的共模漏電流問題［2-4］，而另一方面則是直流側2 倍頻功率波動問題［5-6］。共模漏電流會導致光伏電池板使用壽命降低［7］，或引發電磁干擾［8］；而2 倍頻功率振蕩也將影響光伏電池板的最大功率點跟蹤（MPPT）控制甚至造成系統失穩［9］。解決共模漏電流問題的方案大致分為2 類。一類是在電流連續期間將交流側和直流側隔離開，保證共模電壓不變，從而抑制共模漏電流［10-12］，如H5、H6、HERIC 逆變器等。這種方法需要在H 橋逆變器的基礎上增加開關器件，會增加逆變器的損耗［7］；同時控制復雜度也相應的增加，且此類方法并不能完全消除共模漏電流。另一類是提出新型的逆變器拓撲，使直流側和交流側共地，從而完全消除共模漏電流［13-14］。文獻［13］提出的一系列基于飛跨電容的共地型非隔離逆變器拓撲和文獻［14］所提出的雙重接地非隔離逆變器都屬于共地型逆變器拓撲結構，可以完全消除共模漏電流，但這些拓撲都不具備升壓能力。此外，上述所提出的逆變器都未曾提及如何解決2倍頻功率振蕩的問題。

抑制直流側2 倍頻功率振蕩最直接的方法就是安裝大容量的電容器，但同時也會增加逆變器的體積與成本。目前應用最廣泛的方法是在逆變器中增加有源功率解耦電路［15］，但同時也意味著需要更多的開關和儲能器件。盡管已有學者提出復用逆變器的開關以減少開關器件的數量［16-17］，然而該方法只適用于H 橋逆變器，存在一定的應用局限性。針對上述問題，文獻［18］提出了一種共地型單相非隔離逆變器拓撲結構。該逆變器結構簡單，只包含2 個開關，且完全消除了共模漏電流。然而，該逆變器采用了單電感濾波器，其紋波衰減能力較弱，相比于高階濾波器，需要更大容量的濾波電感以滿足并網電流相關的紋波標準。該拓撲的另一個問題是二極管串聯在主功率回路中，導通損耗較大，降低了逆變器的效率。

針對上述2 個問題，本文對文獻［18］提出的逆變器進行改進，提出了一種新型單相非隔離光伏微逆變器拓撲。首先將主功率回路中的二極管替換為MOS 管以提高逆變器效率；其次在并網點處安裝一個小容量的單電感濾波器，并將該濾波電感和逆變器內部電感進行磁集成，以構建紋波轉移通道，通過合理設計耦合系數以實現并網電流紋波轉移，在不增加額外濾波器件的情況下獲得極強的紋波衰減能力。此外將2個電感集成在同一個磁芯上，相比于2個分立的電感進一步減小了體積。然后，采用調頻的方法來實現直流側2 倍頻功率振蕩抑制，且不需要增加額外的儲能器件。由于紋波轉移通道的構建改變了逆變器的數學模型，進而導致原控制策略無法適用于所提新型逆變器，本文設計了一種調頻控制策略并進行了穩定性分析。最后，搭建實驗室樣機以驗證所提逆變器與控制策略的有效性。

1 所提逆變器的工作原理

本文提出的逆變器拓撲如圖1 所示，內部電感L2和濾波電感L3進行正向耦合組成一個耦合電感，二者互感值為M。由圖1 所示的逆變器拓撲結構易知該逆變器為共地型逆變器，則光伏電池板對地寄生電容兩端的等效共模電壓恒為0［19］，進而可以完全消除共模漏電流。

圖1 所提逆變器的拓撲Fig.1 Topology of proposed inverter

1.1 2倍頻功率振蕩的抑制

本文針對所提逆變器直流側存在的2 倍頻功率振蕩問題提出了一種功率解耦方法，即合理選取解耦電感L1的電感值，使其電流iL1處于斷續模式，然后采用調頻控制策略使光伏電池板輸出電流恒定，最終實現2倍頻功率振蕩的抑制，具體原理如下。

首先，當開關S1導通和關斷期間，電感電流iL1上升和下降的斜率分別為：

可以看出，通過調節開關頻率即可實現2 倍頻功率解耦，但直接利用式（3）實時計算開關頻率屬于開環的調節方式，一方面受限于信號采集的精度，另一方面，L1的電感值也會由于老化等原因產生偏移。因此通過該方式實現功率解耦不具備魯棒性，本文第2 節的控制策略設計中將會提出一種閉環的開關頻率調節方式，以保證功率解耦策略的魯棒性。

1.2 運行模式分析

要進行詳細的運行模式分析，首先需要明確各開關的開關時序，本文提出的逆變器包含3 個開關，其中S1和S2的工作方式為互補導通，并添加必要死區以輔助實現軟開關，而S3則類似于一個同步整流管，其作用是利用其溝道代替反并聯二極管續流，進而減小導通損耗，S3的導通時間稍微滯后于S1，關斷時間為電感電流iL1下降至0的時刻。C1、C2的電容值相等，當開關S1導通時電容C1為交流輸出端提供反向電壓-vC1，當開關S2導通時電容C2為交流輸出端提供正向電壓vC2，最后經過正弦波脈寬調制即可實現正弦波形式的并網電流輸出。

綜上可得各開關的工作模式和關鍵變量的波形如圖2 所示。圖中：S1—S3分別為S1—S3的開關信號；IL2為電感電流iL2的低頻分量，即開關周期平均值。單個開關周期可以分為6 個階段，以下將對并網電流為正時的6 個開關階段進行詳細分析。當并網電流為負時，分析過程類似，在此不做贅述。

圖2 所提逆變器的工作模式Fig.2 Operation modes of proposed inverter

第一階段（死區，［t0，t1），等效電路見附錄A 圖A1（a）），開關S1開通，S2關斷，S3未開通。此階段光伏電池板對L1充電，并將S3漏源極間寄生電容的電荷釋放至0，進而迫使其反并聯二極管導通續流，為S3的零電壓開通（ZVS）做好準備。

第二階段（［t1，t2），等效電路見附錄A圖A1（b）），開關S1開通，S2關斷，S3開通。此階段S3實現ZVS，光伏電池板繼續對L1充電，iL1近似線性上升，電流從S3的溝道流過，有助于降低逆變器的損耗。由等效電路可知，此時S2的電壓應力為vC1+vC2。C2與L2相互諧振，C1與L3相互諧振，根據耦合電感的特性可得：

式中：下標后綴為“L”的變量表示對應變量的低頻穩態分量（如vC1L表示vC1的低頻穩態分量）；下標后綴為“h”的變量表示對應變量的高頻分量（如vgh表示電網電壓vg的高頻分量）。整理式（4）可得：

第三階段（死區，［t2，t3），等效電路見附錄A 圖A1（c）），開關S1關斷，S2未開通，S3開通。此階段iL1上升至最高點，而iL2下降至最低點，為便于分析，將單個開關周期內的并網電流近似為恒定值。針對電容C1、C2，基于安秒平衡原則可得IL2=IL3，而所提逆變器為升壓逆變器，同時L1工作于電流斷續模式，因此該階段iL1恒大于iL2+iL3，則多余的電流將使S2漏源極間的寄生電容的電荷釋放至0，并迫使S2的反并聯二極管導通續流，從而為S2的ZVS做好準備。

第四階段（［t3，t4），等效電路見附錄A圖A1（d）），開關S1關斷，S2開通，S3開通。此階段S2實現ZVS，儲存在L1中的能量開始向交流側釋放，iL1近似線性下降，在t4時刻下降為0，同時S3實現零電流關斷（ZCS）。由等效電路可知，此時S1的電壓應力為vC1+vC2。此階段C1與L2相互諧振，C2與L3相互諧振，根據耦合電感的特性可得：

第五階段（［t4，t5），等效電路見附錄A圖A1（e）），開關S1關斷，S2開通，S3關斷。此階段為iL1下降為0以后的階段，C1與L2相互諧振，C2與L3相互諧振，電感電流的斜率與式（6）相同。由等效電路可知，此時S3的電壓應力為vC1+vC2-vPV。

第六階段（死區，［t5，t6］，等效電路見附錄A 圖A1（f）），開關S1未開通，S2關斷，S3關斷。此階段iL2上升至最高點，并網電流為正時S1恒定實現ZVS，并網電流為負時S1實現ZVS 的條件為t6時刻iL2＞-iL3。由于開關頻率這一自由度已被用于2 倍頻功率解耦，可通過適當選取L2的大小來輔助S1實現ZVS。

1.3 紋波轉移方法

本文所采用的紋波轉移方法是基于耦合電感的互感效應演化而來的，其原理是通過參數優化選取，使非電網側自感在電網側自感上感應產生的互感電壓最大限度抵消電網側自感上的自感電壓，進而使得并網電流的紋波幅度最小化。而非電網側自感要在電網側自感上感應出互感電壓的條件是需要在該側自感上施加壓降，即各個開關周期中都要求在自感線圈組成的回路中存在可以施加壓降的電壓源，其中電容就是一種簡易的電壓源。則最直接的方法就是在濾波電感L3上額外增加1 個正向耦合的自感線圈L4并串聯1 個電容Cau作為施加壓降的電壓源，如圖3 所示。但該方法需要增加額外的電感線圈和電容，進而增加逆變器體積。

圖3 增加紋波轉移支路的一種方法Fig.3 Method of adding ripple transfer branch

由所提逆變器的拓撲可知，該逆變器為2 個Boost 變換器交錯并聯構成的拓撲，其本身就存在固有的電容和電感器件，如L1、L2、C1和C2，若能利用上述已有的電容和電感器件構建紋波轉移通道，則可以節省1個電感線圈和1個電容，同時將濾波電感與另一個電感進行磁集成，也可以進一步縮小逆變器體積。由1.2節中所提逆變器的運行模式可知，在S1和S2交替開通時，C1、C2輪流與L2、L3進行諧振，則電感L2滿足構建紋波轉移通道的基本條件，即各個開關狀態下都有電容對其施加壓降。因此，本文構建紋波轉移通道的思路是：將L2與L3進行正向耦合，見圖1，通過合理設計耦合系數，利用L2在L3上感應產生的互感電壓MdiL2/dt來抵消L3上固有的與電路結構相關的壓降（如式（4）中的-vC1L-vC1h-vgL-vgh），使L3上的自感電壓L3diL3/dt最小化，進而使得iL3的紋波幅度最小。由于iL3的紋波幅度減小，意味著L3在L2上感應產生的互感電壓MdiL3/dt減小，導致L2上的自感電壓L2diL2/dt增大，進而使iL2的紋波幅度增加。因此，本文提出的紋波轉移方法本質上是將iL3的紋波轉移至iL2中。

由式（5）和式（6）可知，與各個自感電壓相關聯的參數較多，既包括耦合電感參數，也包含電容電壓和電網電壓，因此在確定參數選取原則之前，需要對各變量之間的關系進行分析。針對電感L2、L3，根據電感的伏秒平衡原則可以得到式（7）所示的表達式。

式中：Ts為開關周期。求解式（7）并消除d1L后可得：

由于vC1h、vC2h和vgh分別遠小于vC1L、vC2L和vgL，則從式（9）和式（10）中可以看出，當L2=M時L3的自感電壓最小，進而并網電流的紋波幅度最小。因此本文耦合電感的設計原則之一即為L2=M。

1.4 耦合電感設計

本文采用PC40 材質的UIU 磁芯來繞制耦合電感，其結構和等效磁路如圖4所示。圖中：ls和lc分別為兩側磁柱和中間磁柱的氣隙長度；N2、N3分別為L2、L3的線圈匝數；Rs、Rc、rs和rc分別為兩側氣隙磁阻、中間氣隙磁阻、兩側磁芯磁阻和中間磁芯磁阻；Φ1—Φ3為3 條磁柱的磁通量。根據磁芯的等效磁路，借助電路原理中的節點電壓法可得：

圖4 耦合電感結構與等效磁路Fig.4 Structure and equivalent magnetic circuit of coupled inductor

此外，磁芯選型時需遵守的約束條件包括：線圈橫截面積之和不能超過磁芯窗口面積；各部分磁芯中的磁通密度不能超過所允許的最大磁通密度Bmax。

2 控制策略設計與穩定性分析

由于紋波轉移通道的構建，所提逆變器的數學模型將發生改變，文獻［18］提出的控制策略并不適用于本文所提出的逆變器，需要重新設計控制策略并進行穩定性分析。

2.1 控制策略設計

首先針對2 倍頻功率解耦進行控制策略設計，如1.1 節中所述，直接采用式（3）對開關頻率進行實時計算屬于開環調節，對參數或采集系統的干擾不具備魯棒性，需要重新設計對外界干擾具有魯棒性的閉環控制策略。由光伏電池板的特性可知，其本質上可以等效為一個受端電壓控制的電流源，因此直流側的2 倍頻功率振蕩在光伏電池板上表現為2倍頻的電壓波動。則抑制直流側2 倍頻功率振蕩的控制目標可進一步等效為抑制光伏端電壓2 倍頻的電壓波動。因此，本文提出了一種基于比例積分（PI）控制器的開關頻率閉環控制策略，其參考值為MPPT控制器輸出的最大功率點對應的光伏端電壓。該控制策略不但對電感參數和采集系統的干擾具有魯棒性，還可結合MPPT 控制器，基于輻照度變化對開關頻率進行自適應調節。該控制器的傳遞函數Gf(s)如式（16）所示。

式中：kpf和kif分別為比例系數和積分系數。并網電流則由比例-積分-諧振（PIR）控制器進行調節，其中比例和諧振環節主要用于無靜差跟蹤并網電流參考值，而積分環節則用于消除并網電流中存在的直流分量，PIR控制器的傳遞函數Gg(s)如式（17）所示。

式中：kp、kr、kig和ω0分別為比例系數、諧振系數、積分系數和電網電壓角頻率額定值。同時為了保證系統的穩定性，還增加了電容電流iC2-iC1的反饋支路，反饋系數為kL。此外，還需增加電容電壓vC2-vC1的反饋支路，對該逆變器的諧振峰進行有源阻尼，反饋系數為kC。

由于光伏電池板的輸出功率具有間歇性和隨機性，還需根據實際工況實時調節并網電流幅度以保證交直流兩側功率平衡。由于儲存在C1、C2中的能量遠大于儲存在電感中的能量，則在交直流側出現功率差異時，功率差額主要由電容來提供。因此，本文采用一個PI 控制器來調節并網電流幅度，進而維持電容電壓vC1+vC2的直流分量恒定，保證逆變器交直流兩側的功率平衡。vC1+vC2的直流分量則采用陷波器來提取。調節并網電流幅度的PI 控制器傳遞函數Gr(s)和陷波器的傳遞函數Gτ(s)分別為：

式中：kpr和kir分別為調節并網電流幅度的PI 控制器的比例系數和積分系數。此外，還需采集電網電壓vg并通過鎖相環來獲取電網電壓的相位。綜上所述，整套控制器需要采集的變量包括vPV、iPV、vC1、vC2、iC1、iC2、iL3和vg，共需要5 個電壓傳感器和3 個電流傳感器，極大地增加了系統成本。由式（8）可知，vg可由vC1和vC2間接計算得到，而iC1和iC2同樣可以由vC1和vC2進行微分計算得到。因此，實際需要采集的變量僅為vPV、iPV、vC1、vC2和iL3，共需要3 個電壓傳感器和2 個電流傳感器。最終的控制控制策略框圖如圖5所示。圖中：PLL 為鎖相環；ω為電網電壓角頻率實際值；t為時間；Iref為參考電流；Am為參考電流的幅度；d為歸一化之前開關S1的占空比；vave_ref為電容電壓vC1+vC2的直流分量參考值。

圖5 控制策略框圖Fig.5 Block diagram of control strategy

2.2 小信號穩定性分析

基于所提逆變器的拓撲結構和運行模式可得系統的數學模型為：

式中：“^”表示各物理量的小信號分量?？梢詫⑹剑?0）所示的小信號模型簡化為：

式中：C=［0 1 0 0］；I為4階單位矩陣?？刂茀档倪x取需要在實現控制目標的同時保證系統的穩定，系統的穩定性可以通過閉環根軌跡來判定。因此，本文主要采用閉環根軌跡法來獲得各系統參數和控制器參數的小信號穩定性邊界，并以此作為參數選取的限制條件。

隨著C1和C2增加，部分極點根軌跡見附錄A 圖A2?？梢钥闯霰ＷC系統穩定運行的條件為C1、C2超過8μF。隨著kL、kp增加，部分極點根軌跡分別如附錄A 圖A3、A4 所示?？梢钥闯?，為了保證系統穩定運行，kL的下限值為7×10-6，kp的下限值為0.02。此外，還可得到kL的上限值為6×10-5。其他控制參數的邊界也可通過類似方法得到，不再贅述。最后，基于式（21）的小信號模型還可求出逆變器交流側等效輸出導納Y(s)為：

在不同阻尼系數kC的條件下，Y(s)的伯德圖如附錄A 圖A5 所示?？梢钥闯鲚敵鰧Ъ{的諧振頻率約為3.52 kHz，當kC＞0.04 時，該諧振峰的幅度小于0，因此kC的取值下限值是0.04?；谏鲜龇治?，最終可得所有控制參數如附錄A表A1所示。

3 實驗驗證

為驗證本文所提逆變器及其控制器的有效性，搭建一臺額定功率為420 W的實驗室樣機，見附錄A圖A6。采用可編程直流電源（IT6515C）來模擬光伏電池板，而交流電網則為另一臺可編程交流源（有效值為220 V，頻率為50 Hz）。為不失一般性，光伏電池板的參數設置來自First Solar 公司的FS-6420 型號的光伏板，在溫度為25 ℃和輻照度為1000 W／m2的條件下開路電壓為218.5 V，短路電流為2.54 A，最大功率為420 W，最大功率點對應的電壓和電流分別為180.4 V 和2.33 A。采用TMS320F28335 系列的DSP 作為控制器。由于所提逆變器的開關管電壓應力高于H 橋逆變器，本文選用碳化硅MOS 管C3M0120090D作為主開關管。

基于上述參數選取原則和穩定性分析，本文所選取的逆變器系統參數如附錄A 表A2 所示。選取電感L1為0.15 mH，對應的開關頻率的調節范圍為［30，150］kHz。選取L2、L3分別為0.6、0.8 mH。選用PC40 材質的鐵氧體磁芯來繞制耦合電感，磁芯型號為U-34／28／20，具體尺寸如附錄A 圖A7 所示。PC40 材質的鐵氧體的飽和磁通密度為0.51 T，本文選擇所允許的最大磁通密度為Bmax=0.3 T，保留40%的裕度；兩側氣隙長度ls為1 mm，中間支路氣隙長度lc為4.4 mm；原邊100 匝，副邊87 匝。將上述數據代入磁路分析過程中可進一步推導得到3 條磁柱的磁通密度分別為0.27、0.045、0.28 T，均未超過Bmax。

本文首先搭建了MATLAB／Simulink 仿真模型進行了仿真驗證，對比了相同參數條件下（未構建紋波轉移通道的逆變器濾波電感為3 mH，其余參數均相同）構建紋波轉移通道前、后的并網電流紋波。附錄A 圖A8 展示了構建紋波轉移通道前后的仿真結果，可以看出通過利用本文所提出的紋波轉移方法，有效抑制了并網電流的開關紋波，大幅度提高了紋波衰減能力。仿真結果初步驗證了所提紋波轉移方法的有效性，以下將進一步對所提逆變器及其控制器的性能進行實驗驗證。

圖6 分別展示了所提逆變器在單位功率因數條件下iL3和iL2的波形及iL3的諧波頻譜圖，其中iL3的諧波頻譜是通過將并網電流波形導出，并利用MATLAB／Simulink 中的快速傅里葉變換（FFT）工具所得到的，其總諧波畸變率λTHD為1.96%，滿足并網電流諧波相關的國家標準（GB／T 14549—1993，λTHD＜5%）。此外，還可以看出iL2的紋波幅度遠大于iL3，這是由于并網電流中的開關紋波通過紋波轉移通道轉移到了L2中，從而驗證了本文所提紋波轉移方法的有效性。

圖6 耦合電感電流紋波對比Fig.6 Comparison of current ripples of coupled inductor

vC1、vC2以及vC1+vC2的波形如圖7（a）所示，可以看出vC1+vC2呈2倍頻波動，從而驗證了2倍頻功率由C1、C2來緩沖的結論。此外，vC1+vC2的直流分量也保持為恒定的800 V，同時也驗證了并網電流幅度控制環的有效性。圖7（b）展示了vC2-vC1的波形，可以看出該波形為1 個峰峰值622 V、頻率50 Hz 的正弦波，與vg相同。直流源輸出的電壓和電流波形如附錄A 圖A9 所示，光伏電池板的輸出端電壓紋波峰峰值僅為2.5 V，可以看出直流側的2 倍頻波動量幾乎被全部抑制，同樣驗證了所提出功率解耦策略的有效性。

圖7 電容電壓波形Fig.7 Waveforms of capacitor voltage

基于式（24）可計算得到通過光伏電池板輸出端電容CPV緩沖的2 倍頻功率僅為4.68 W，再次驗證了2倍頻功率振蕩主要由C1、C2來緩沖，而CPV僅用于濾除開關紋波。從附錄A 圖A10 所示iL1的波形也可以看出，L1工作于電流斷續模式，且在調頻控制的作用下iL1的峰值在周期性的變化。

式中：P2ω0為2 倍頻功率；Vmppt為光伏電池板最大功率點的電壓；ΔvPV為電容CPV的電壓波動幅度。

此外，為了驗證所提逆變器及其控制策略對輻照度變化條件下的動態性能，本文另外進行了一組實驗，結果見附錄A 圖A11。在T0時刻輻照度由1000 W／m2下降至600 W／m2，持續一段時間后在T1時刻上升至1 000 W／m2?？梢钥闯霾⒕W電流幅度也相應的先下降后上升，在輻照度變化后系統只需要大約30 ms 就能進入新的穩態并保持穩定運行，進一步驗證了所提逆變器及其控制策略的魯棒性。

最后，基于不同功率條件下測試得到的效率曲線如附錄A 圖A12 所示，在輸出功率為360 W 時逆變器可以達到最大效率96.53%，額定功率時效率為96.41%，可以看出本文所提出的逆變器相比于文獻［18］的逆變器在效率方面更具優勢。對比文獻［18］和本文所提出的逆變器，在效率方面，本文所提出的逆變器更優。在體積方面，2 個逆變器的主要區別在于L2和L3，本文將L2和L3集成在一個磁芯上，體積約為53 cm3；而當文獻［18］逆變器中L3為3 mH 時，采用鐵硅鋁磁環電感，體積約為68 cm3，L2由于電流紋波較大，采用鐵硅鋁磁環電感時損耗較大，需要采用鐵氧體磁芯繞制，體積約為36 cm3。綜上可得本文所提出的逆變器相對于文獻［18］的逆變器可以節省51 cm3的體積，相當于節省了49%的濾波器體積，顯著提高了該逆變器拓撲的實際應用價值。此外，由于所提出的2 倍頻功率振蕩解耦策略要求L1的電流工作于斷續模式，會造成較大的電流脈動，該拓撲主要適用于低功率等級的微逆變器。

4 結論

本文提出了一種共地型的單相非隔離光伏微逆變器拓撲，完全消除了共模漏電流，基于所提2 倍頻功率解耦策略可以有效抑制直流側的2 倍頻功率振蕩。同時，巧妙地利用逆變器內部的電感和電容元件，基于磁集成的方式構建紋波轉移通道，進而實現了只需要一個小容量的單電感濾波器即可獲得較強的開關紋波衰減能力。相比于未構建紋波轉移通道的逆變器，本文所提出的逆變器效率更高。同時，將2 個電感線圈集成在同一個磁芯上，并巧妙復用逆變器內部電感以減少1 個分立電感的使用，減小了約49%的濾波器體積。此外，該逆變器還具有升壓的能力和對運行條件的突變具有魯棒性。該逆變器雖然存在Boost 變換器所固有的開關電壓應力高的缺點，但在消除漏電流、抑制2 倍頻功率振蕩、升壓、低紋波、高效率、結構簡單等多方面具有一定的優越性，仍能發揮較高的應用價值。

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